 |  | | | | 期待楼主的拓扑结构讲解，让我们这些小白学习一下、。
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| | | | | | | 基本的也就那几种吧。
像颜色，通过三基色混合出来有多少种我也不知道。 
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| | | | | | | | | 开关电源里面的“三基色”应该就是BUCK、BOOST、BUCK-BOOST吧
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| | |  | | | | | | | | Buck-Boost是Buck和Boost的·联合体·，应该不算是基本色。 |
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| | | | | | | | | | | | | 大师说的没错，有将基本拓扑分为两个的，也有将基本拓扑分为三种的。因此我觉得都可以。
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| | | | | | | | | | | | | | | 对于拓扑的定义来说，我觉得 BUCK-BOOST也算是一种基本的拓扑。 |
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| | | | | | |  | | | | | | | | | | 同意，我基本上也是更多认可将 buck-boost 单独列为一种拓扑。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个看你如何理解，红，绿是基本色，红加绿是黄色，黄色不是基本色。
说是两个或三个都无问题，角度不同而已。
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| | | | | | | 估计错了，其实论坛里高手如云，已有网友指出基本拓扑就那么三种，Buck、Boost、Buck-Boost（Flyback），但也有资料上把基本拓扑分为两种的，不过本人还是比较倾向于分为三种。
先把三种基本拓扑混个脸熟吧，如图，注意二极管、三极管、电感的相对位置，注意Buck-Boost=Flyback
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| | | | | | | | | 原来我听我们导师说，他当时在清华大学听CUK教授说，这三种拓扑就是一个开关每120度分别旋转得到的（具体需要适当的演变下），我们熟知的CUK电路就是这个CUK教授
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| | | | | | | | | | | 对，就是a,p,c 三接点，其一接地，其余两个分别接输入和输出，成3种拓扑。
（a=active switch, p=passive switch, c=coil )
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| | | | | | | | | | | | | 大师归纳得很有道理，三种拓扑分别由三个元件分别接地构成。
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| | | | | | | | | | | | | 《精通开关电源》第二版里讲了个原则：看电感与哪里连接，与电源连接是boost，与输出连接是buck，与地连接是buck-boost。
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| | | | | | | | | | | 这个观点很新颖，只是本人水平有限还不能理解如何旋转，如有心得还望多分享。
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| | | | | | | | | Buck-Boost=Flyback？？
Flyback是Buck-Boost衍生出来的，不算基本的啦
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| | | | | | | | | | | 您说的没错，Flyback是Buck-Boost衍生出来的。
Wiki上是这么解释的：
The buck–boost converter is a type of DC-to-DC converter that has an output voltage magnitude that is either greater than or less than the input voltage magnitude. It is equivalent to a flyback converter using a single inductor instead of a transformer.Two different topologies are called buck–boost converter.
也就是说他们实际是等同的，但是作为专门谈拓扑还是用Buck-Boost 一词比较好。
上面图已改，将flyback改为了Buck-Boost。多谢指导。
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| | | | | 为何采用开关电源？
答案很简单，效率高损耗小。效率高必定损耗小，或损耗小必定效率高，因此说“效率高损耗小”一半是废话。
我们从最简单的线性稳压电源说起，如图：
Vin = 输入电压
Vout = 输出电压
Rs = 可调串联电阻
Is = 分流电路
RL 负载
假设我们保持Rs不变，于是为了保持输出电压不变则Is需不断调整，负载重则Is减小，负载轻则Is加大，没有负载时Is最大，所有损耗都在Rs上，这是很常见的我们称为 并联型稳压电路。
如果换一种思路，去掉Is分流电路，由Rs根据负载变化不断调整阻值以保持输出不变，这就构成了 串联型稳压电源。广泛使用的三端稳压器就属于串联型稳压电源。
在串联型稳压电源电路中，如果Rs为零则损耗为零，如果Rs为无穷大则损耗同样为零，开关电源的思路由此产生，于是人们想到用半导体器件代替Rs并且工作于开关状态通过输出端增加电感电容滤波来保持输出不变，由此开关电源诞生了。
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| | | | | | | | | 主要应该也是为了照顾像我们小白，所以语言就多了些，细了些，这样我们也更容易理解了些！！！
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| | | | | | | | | | | 知音啊，如果采用教科书式的语言那读起来必定索然无味，还不如直接看资料啦。既然发的是帖子那么说“白话文”是必须滴。而且每一段不能太长，否则直接会被忽略。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 的确。线性电源没有包含整流部分。
一直做AC-DC的直流电源，用线性稳压的，把它看成一体了 
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| | | | | | | | | 这个也要分吧？频率高到一定程度开关损耗不见得比导通损耗小，何来频率高损耗小一说？
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| | | | | | | | | | | 开关电源相比线性电源频率高，损耗小，没有说它是因果关系。
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| | | | | | | | | | | | | 这话更有些绝对了，不见的开关电源就比线性电源损耗小
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| | | | | | | | | | | | | | | 版主说得对，开关电源不一定比线性电源效率高。比如3.3V转3V/1A，弄个低压差稳压器损耗仅【（3.3-3）*1】=0.3W，开关电源的损耗做不到这么小。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 也对，凡事都没有绝对吧。 3.3V转3V我都直接用了。
有个问题请教一下，如果要5V转5V的电源，但是要隔离怎么样把效率做成最高呢？
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| | | | | | | 开关电源总是从Buck起步，我们也不例外，精通了Buck原理就基本就精通了开关电源原理，好像有点夸张了。不管怎么样，Buck是基础，弄清原理是必须的。
Buck什么意思？降压！又叫Step-down。如果你去查什么英汉字典，你会发现Buck一词的解释似乎与降压毫不相干，不管了，记住就是了。
再次认识一下Buck，记住三节点中电感在输出端。
但以后凡看到电感输出便可知道是Buck电路，再复杂的电路也逃不掉基本规律，我们看一下MC34063集成开关稳压器，一颗古老的芯片，由于性能卓越一直在应用。看看这个接法构成什么拓扑？
不难看出，电感 L 接在输出端，因此是降压电路，或者说是Buck电路，或者说是Buck拓扑，都是一个意思。哈哈，以后看到其他集成开关稳压器一眼就能看出是不是Buck。
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| | | | | | | | | 记住Buck输出电压公式：对于CCM： Vout = Vin * D， D - 占空比
DCM的公式就不要记了，挺复杂的，而且对帮助理解Buck没什么用处，用到时再查资料不迟。
看一下Buck拓扑波形图，虽然分析波形图是很枯燥的事，但是是必须的，强打起精神也要看一看。
结合上面两个图可以看出：
Q1导通，电感两端电压为Vin - Vout，总输入电流呈线性上升（电感电流不能突变），电感电流与输入电流一样线性上升。
Q1关断，电感电压反向（想一想为何？），输入电流为零，电感电流线性下降。
上面的波形图有两个特点：
1）输入电流断续，电感电流连续
2）电感电流最小时不为零，这种电感电流不为零称为连续导通也就是我们常说的CCM模式（Continue Conduct Mode）
如果上面两个图看懂了，那么恭喜你，你入门了。怎么样，入门很简单吧。哈，这是对初学者说的哦，高手定然不削一笑。
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| | | | | | | | | | | | | 不知道是否有人知道答案，我们先继续。
MOS管导通时的电流流向，注意电感两端电压方向，二极管D1此时是截止的，如图，这个不难理解，权当复习：
MOS管关闭时电流流向。MOS管关闭后电路中MOS管等于开路，电流流向如图，注意电感两端电压反向了（为何？），此时D1导通，起到续流的作用，因此叫续流二极管。
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| | | | | | | | | | | | | | | 输出电流是多大呢？看看波形便知：
至此，如果以上部分都理解了，再次恭喜你，你已入了二道门了，当然离精通还是有距离的，敬请关注，有任何问题务必提出。精通拓扑已是指日可待了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | CCM模式已见识过了，那么还有BCM和DCM是怎么一会事呢？其实也不难理解，如图是BCM模式，什么特点？电感电流最小刚好到下边界（边界 = Boundary）因此称为BCM（Boundary Continuous Mode）。
DCM模式也很好理解，如图，电感电流是断续的（断续 = Discontinuou），因此称为DCM（Discontinuous Continuous Mode）
Buck入门到此为止。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是100%，是50%，对于考虑上升沿的波形，从50%的位置算起，入下图所示。
锯齿波的占空比 = 50% 也可以用示波器实测来证明，明天我贴一张实测图看看。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于考虑上升沿的波形，从50%的位置算起。按照前面一句话的说法所以占空比是50%？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于上升沿的波形，从50%的位置算起，这应该不是占空比的定义吧？好像用这个来说三角波的占空比是50%感觉有些不太合适，虽然示波器测量三角波也自动显示50%。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于占空比 (duty cycle) 的定义，我们参考Wikipedia（维基百科），他是这样定义的：
Duty cycle: In an ideal pulse train, i.e. , one having rectangular pulses, the ratio of the pulse duration to the pulse period.
即，理想脉冲序列中，其中单个矩形脉冲，其脉冲持续时间和脉冲周期的比值就是占空比。
这个没问题，大家都没有异议，那么什么是脉冲呢？他是这样解释的：
Pulse: A rapid, transient change in the amplitude of a signal from a baseline value to a higher or lower value, followed by a rapid return to the baseline value.
也就是说，脉冲是这么一个波形：幅值从基准值到一定高度或到一定的低度然后回复到基准值非常快。实际上就是不计上升级下降时间。
那么什么是脉冲持续时间呢：
Pulse duration: In a pulse waveform, the interval between (a) the time, during the first transition, that the pulse amplitude reaches a specified fraction (level) of its final amplitude, and (b) the time the pulse amplitude drops, on the last transition, to the same level. Note: The interval between the 50% points of the final amplitude is usually used to determine or define pulse duration, and this is understood to be the case unless otherwise specified.
其他都不用看，只看这一句：Note: The interval between the 50% points of the final amplitude is usually used to determine or define pulse duration
就是说，脉冲的持续时间是以幅值的上什沿50% 到下降沿50%来计算。也就是说三角波的占空比是50%应该是没有问题的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 楞次定律，MOS管导通时电感两端电压为左正右负，这是为了阻止电流增加（楞次定律），MOS管关断后电感两端电压为左负右正，这同样是为了阻止电流减小（楞次定律）。于是整个回路电流连续，那个二极管因此也称为续流二极管。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不好意思，是我看错了，前辈。是50%，我刚开始看成是半个周期为零，半个周期的锯齿波了。我是用积分理论去理解的，锯齿波所包围的面积只能占总面积的50%
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| | | | | | | | | | | 第一句话，首先立好前提，在ccm模式下公式才成立，论坛有很多人问过，为什么我的buck占空比不是跟按照书上给的公式计算出来的一样呢，结果就是他没搞清楚公式套用的前提
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| | | | | | | | | | | | | | | bcm属于一个特例，因此你既可以用ccm的公式也可以用dcm的公式
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| | | | | | | | | 如有什么疑问尽管提出来，我解答不了的还有很多高手可帮助解答。
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| | | | | | | | | | | 你好，截止到这里，我感觉自己对buck的基本原理 懂了90%。但是在实际应用那些不同厂家的集成buCK 芯片的时候，关于外围的一些线路参数还是不太确定，比如， 输入输出电容的数量以及容值的确定，每次设计线路，就是这个地方比较迷茫，还有环路补偿，不知道，楼主可不可讲解一下，常用的控制方式。
现在最大的问题是弄清楚了基本的拓扑原理，但是实际应用还不行。
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| | | | | | | | | | | | | 我们来举个实际例子来说明如何计算。一般Buck电路通常先算输出再算输入。最后结果都需通过实际测量进行修正。
Buck电路如图所示：
设计条件 Vin = 12 V （输入电压） VOUT = 5 V（输出电压） ILOAD = 2A （负载电流） Fsw = 400 KHz （工作频率） D = Vout/ Vin = 5V /12V =0.416 （占空比） Iripple= 0.3 ·ILOAD (30%的纹波电流为典型值) = 0.3*2 = 0.6A 1，先计算电感 根据电感公式 V = L di/dt， 则L = V dt/di 其中： V = Vout - Vin dt = D/Fsw di = Iripple 于是： L= (Vin – Vout) · (D / Fsw )/ Iripple L = 7 V · (0.416 / 400 kHz ) /0.6A L= 12.12 uh
2，输出电容： 根据电容和纹波电流的关系可知： ΔV = ΔI · (ESR + ΔT / C + ESL / ΔT) 通常取纹波电压 = 1%*输出电压，此处为0.01*5 = 0.05 V 其中： ΔI = 0.6 amp （30%的输出电流） ESR = 0.03 ohm （一般大容量电解电容约为30欧姆左右，也可查数据手册或实测） 取ESL = 0 ΔT =0.416 / 400 kHz = 1.04 us 于是： ΔV = ΔI · (ESR + ΔT / C) 变换一下位置： C = (ΔI · ΔT) / (ΔV - (ΔI · ESR)) 代入数值： Cout = (0.6A · 1.04 us) / (0.05V- (0.6A · 0.03)) Cout = 19.5uF （最小值） 3，输入电容： 当 D= 50% 时输入纹波电流最大， 于是输入纹波电流： IRIPPLE = ILOAD / 2 = 1 amp 输入纹波电压取0.2 V 取输入电容的 ESR= 0.12 欧姆（可查数据手册或凭经验或实测等） 于是输入电容为： C = ΔT / ((Vripple / Iripple) - ESR) 代入数值得： C= 1.04(/0.2/1) - 0.12 = = 13 uF
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| | | | | | | | | | | | | | | 首先非常感谢大师的耐心指导，但是在输出电容计算这一块，我还是有一些疑问：1.在计算由于电容容值充放电所引起的电压ripple 的公式中(红色部分)
ΔV = ΔI · (ESR + ΔT / C)
ΔV（cout）= ΔI * ΔT / C
这个ΔI * ΔT是电容放电所产生的电荷量吗？
这个ΔT我理解就是开关上管导通的时间Ton=D*T=(VOUT/VIN)/Fsw（FSW开关频率）
我记得电容两端的电压电流公式是一个的电流的积分乘以C的倒数.
请帮忙梳理一下这一块的知识，我到底应该用哪个公式去算电容容值产生的ripple .感觉又点混。
2.第二个问题是，我们在计算输出电容的时候需要考虑瞬态过冲，或者瞬态电压DROP吗？也就是动态
响应。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 流过电容的电流公式为：
i = C * dv/dt
变换一下就是：
dv = i*dt/C
上式中 d 用 △ 表示， i 为 △i 即可。
参考电容电流公式
你说的 “这个ΔT我理解就是开关上管导通的时间Ton=D*T=(VOUT/VIN)/Fsw（FSW开关频率）” 是对的。
至于瞬态过冲，或者瞬态电压DROP应该是上电时的或负载突然变化产生的问题，这和系统响应有关，计算输出电容时好像没有办法考虑。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | OK .理解了，就是不同的BUCK电源的响应能力是不同的，对负载响应速度快的，他需要的输出电容就小，响应速度慢的，输出端需要的buck 电容的值也就越大
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个好像不能这么理解，输出电容宜大不宜小，负载突变时电容大才能稳得住电压，对响应速度来说电感比电容影响更大，当然和反馈关系最大。
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| | | | | | | | | | | | | | | 大师请教一下以下这个怎么来的？
“”于是输入纹波电流： IRIPPLE = ILOAD / 2 = 1 amp“”
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| | | | | | | | | | | | | | | 1、为什么当 D= 50% 时输入纹波电流最大？ 2、IRIPPLE = ILOAD / 2 = 1 amp，这个等式是怎么来的？
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| | | | | Boost拓扑快要开始啦，我们先来看看几个基本概念，如下图，请选择 a，b，c，d。各位看看如选？
a）左面灌电流右面拉电流
b）左面灌电流右面灌电流
c）左面拉电流右面灌电流
d）左面拉电流右面拉电流
a）左面灌电流右面拉电流
b）左面灌电流右面灌电流
c）左面拉电流右面灌电流
d）左面拉电流右面拉电流
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| | | | | | | 我的笨办法：source，源的意思，就是提供电流，所以，只要是电流流出，就是source。不知道是否正确。
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| | | | | | | | | 参考一下以下两个图
sink 和 source 是在电路中经常出现的两个词。
Source = 源，比如电源，源总是提供能量的，中文教科书中称电流流出为拉电流，拉总是拉出，没有拉进的。也就是流出。
Sink = 英文中叫水槽，槽里面的水总归是灌进去的，没有说灌出来的，也就是流进。
这两个概念是常用的，需正确理解。
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| | | | | | | 继续 Boost，Boost在英文里是提高的意思，顾名思义，Boost拓扑就是升压，Boost电路的输出一定是大于输入的。照例我们先来认识一下Boost拓扑结构。
不难发现，电感在三节点中位于输入位置，这是判断Boost拓扑的简单方法。我们看一个实际例子，仍以MC34063为例，如图，很容易识别出这是升压电路，即Boost 拓扑。
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| | | | | | | | | | | | | | | 有些是datasheet上的有的是资料上的。比如MC34063下载个PDF里面就有应用原理图。
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| | | | | | | | | 先熟悉一下Boost电路输出电压公式：CCM工作模式时， Vout = Vin/（1-D），D为占空比
Boost的原理其实也不复杂，说原理少不了借助于波形图，如图
1）MOS管Q1导通，电感一端被接地，输入电压对电感充电。
2）电感两端 = 输入电压
3）电感电流线性上升（电感电流不能突变）
4）MOS管关断，电感电压反向（为何？）
5）电感通过二极管向负载供电
周而复始，Boost原理也并不复杂。
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| | | | | | | | | | | 其实 Boost 拓扑是非常常见的，用得最多的地方可能就是PFC（功率因素矫正），比如以下摘自Onsemi 的 datasheet的中的PFC电路。
用得更多的要数ST的 L6562，其实际电路如下：
以上两例不难识别 Boost 拓扑，其电感位置总是在三节点的输入端。
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| | | | | | | | | | | | | 再来看看输出电压公式： Vout = Vin/（1-D）从公式中可以看出随着占空比 D 的加大，1-D --> 0，输出电压便越来越高，也就是 Boost 了。但 D 是否可以无限加大以至于接近 1 呢？答案是否定的，由于MOS管的非理想性、杂散电容的影响、及电感电容等各种损耗的关系，输出电压随占空比的上升到一定的值会下跌，最惨的情况会跌倒零。如图所示。通常占空比做到0.5左右基本差不多了。到0.75已经是极限了。
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| | | | | | | | | | | | | | | 那要按照这个图表达的意思，我要做一个5倍升压的BOOST，一级变换还无法实现？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 理论上是这样实际能不能做不清楚，版主不知有否这方面的经验？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没有具体的试验，只是在论坛很多帖子看到过，BOOST升压比一般也是建议在4倍左右。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 等我结贴后把资料上传就知道是什么资料上的了。现在还不能传，就像讲故事一样，把结局讲了故事就没人听了。
另一方面，如果仅仅上传资料而没有帖子研讨，估计资料是有人下载没人看。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这句倒是大实话，一般都是看到好资料使劲下载，然后就躺在硬盘里睡大觉了，看论坛有时候看别人的思路或者方法有头有尾就像讲故事，还能有点耐心。不知道大家是不是都这种状态。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大部分人都是这样，包括我。常常计划看基本书，做几个梦想，然后再幻想一下，年复一年，大部分计划都是落空的。梦想和幻想都破灭，眼看2017年又要过去了，年初的计划一个都没有实现。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 写下每层楼的内容都是反复斟酌的，不是为盖楼而盖楼的哦，况且资料也没什么章节的。 |
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| | | | | 搬个板凳听课，楼主会不会把实际应用中常见的拓扑都拿出来讲一遍，期待~~
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| | | | | | | 大师见笑了。标题只是博个眼球，当然计划是将常见拓扑都过一遍，但是碍于自己的能力有限难免会有自己理解错的地方，还望多指教。
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| | | | | | | | | 我是小菜鸟，在你面前不敢称大师。你把自己理解出来的讲出来，对的我们学习吸收，有疑问的大家可以相互讨论，共同进步！ |
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| | | | | 认识一下 Buck - Boost，如图，因为电感接地可知是 Buck - Boost。
Buck - Boost 的输出如何既能高于输入也能高于输出而不要改变电路？当占空比大于50%时输出高于输入，占空比小于50%时，输出低于输入。
Buck - Boost 其实很少实际使用在这两种状态，通常要么使用在Buck状态要门使用在Boost状态。Buck - Boost的最大贡献其实是由此演变出Flyback，俗称反激，而flyback是最常用的的一种拓扑，一般估计电源中70%是flyback，因此掌握flyback是非常必要的。
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| | | | | | | Buck - Boost 怎么会衍生出 flyback 的呢？没人知道吧？呵呵，很简单啊，
这是基本Buck - Boost
然后有人把电感 L 做双线并绕，成了这样，完全没问题吧。
然后把两组线圈分开也没问题吧，成了这样，看到没有，原边副边是绝缘的。
这MOS管放上面不太好控制啊，那就换个位置吧，同时把同名端换一下，于是成了这样
Flyback 于是诞生啦，我们习惯称为反激，何为反激？原边导通则副边不导通，原边关断副边导通。
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| | | | | | | | | 我就很纳闷了，这些个老外把个电感变来变去就变出一个新的结构而且居然还大量使用，我们为什么不能？改天我也来折腾一下看看有没有新发现，兴许能变出个反反激也说不定。
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| | | | | | | | | | | 以下几个小问题估计99%网友不知道，先看这两个：
1）两个晶体三极管，一个PNP一个NPN，两个三极管的BVCBO（耐压）相同，两个三极管的HFE（放大倍数）相同，请问两个三极管的BVCEO是否一样？如果不一样，哪个耐压高？
2）晶体三极管的耐压是否与HFE有关？如果有关则HFE大的耐压高还是HFE低的耐压高？
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| | | | | | | | | | | | | 看这个问题：
假如晶体三极管的耐压 BVCEO=400V，如图：
则这样接法CE 间的耐压大于400V吗？
如果B和E之间加一个电阻则CE间的耐压大于400V吗？
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| | | | | | | | | 认识一下标准的反激开关电源的基本组成，如图所示，与基本拓扑相比仅仅增加了Rs、Cs、D2，这三个元器件起钳位作用，抑制由变压器漏感产生的尖峰电压，使MOS管的漏极电压VDS控制在一个合理的范围内，不至于因漏感尖峰电压造成MOS管的击穿。此电路加上电源、加上PWM信号就可工作了。至于反激电源的设计计算已经有太多的帖子了，暂时不多讨论了。
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| | | | | | | | | | | 反激拓扑虽然广泛使用，据称开关电源中有70%是反激拓扑的开关电源，但反激拓扑也有其不足之处，反激不需要输出电感，全靠输出电容滤波，因此当输出电流大于10A时，所使用的电容容量逐渐成为巨无霸了，并且功率大于100W以后很多元器件的电流电压应力会越来越大，因此大功率大电流场合不得不舍弃反激，正所谓梁园虽好终非久留之地，选什么拓扑好呢？-- “正激”粉墨登场。
我们先来认识一下正激的基本原理，如图所示：
正激在原边加正向电压MOS管导通时，付边的的输出符合变压器原理，即：
Vs = n* Vin
Vs ： 变压器付边输出电压
n：匝比 = Ns/Np
Vin：输入电压
由上式可知正激拓扑不难理解。
注意原边还有个绕组称为复位绕组，付边有一个二极管称为续流二极管。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 电感选择过大的话，会导致负载调整率过高。所以还是按照满足电流纹波时候的最小值选择合适。
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| | | | | | | | | | | | | 楼主几句话就带过反激了？好歹据称70%的占有率呀，太随意了，太基础了，太入门了吧？
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| | | | | | | | | | | | | | | 论坛里反激的帖子数不胜数，而且我这个帖子可能时间很紧，后面如果有时间再聊聊反激。 见谅啊。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 那后面有空补几个反激好帖吧，不然你这就只有入门了，哈哈。
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| | | | | | | | | | | | | 什么是正激变换器？
如果别人这样问你你会怎么回答？估计90%的网友说不清楚，一定是爱在心头口难开、欲言又止。其实很简单，正激是变压器隔离的buck。就这么简单。
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| | | | | | | | | | | | | 前面提到正激变换符合变压器原理，即付边的电压与原边的关系是 Vs = n*Vin
Vs：付边输出电压
n：匝数 = Ns/Np
Vin：原边电压
注意 这是指原边导通时付边的输出电压，然而，原边MOS管并不是一直导通，而是根据PWM信号处于“开”和“关”状态，因此实际加在原边线圈上的电压为PWM信号的占空比 D和输入电压Vin的乘积，因此原边线圈电压为：Vin*D，于是付边的输出电压为：
Vs = n*Vin*D
这就是正激变换器的付边输出电压的公式，如果忽略二极管的压降则不难看出输出电压Vout 为付边电压减去电感两端电压，即：
Vout = Vs - VL
而电感两端电压为：
VL = L*△IL/△t
L： 电感量
电感上压降很小，如果忽略此压降则：
Vout = Vs
再次熟悉一下正激拓扑：
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| | | | | | | | | | | | | | | 由于供电电压 Vin 是直流，因此流过Np的励磁电流永远都是一个方向，这就带来一个问题，MOS管每导通一次，磁芯的磁通强度就增大一点，这样用不了几个脉冲磁芯就会饱和，怎么办呢？当然方法有好几种，最经典的就是在再绕一组线圈，负责在MOS管关断期间退磁，这组线圈就称为复位线圈NR， R = Reset。由图可见复位线圈的同名端与励磁线圈的同名端是相反的，这样才能使励磁电流和退磁电流方向相反，才有可能将磁芯中的磁通退到零，以保证下一MOS管导通时磁芯中没有剩余磁通。
那么复位线圈绕多少圈比较好呢？原边MOS管导通的占空比最大可以是多少呢？
且听下回分解
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 说得没错但不全面，匝比不一定要1:1，占空比是由匝比决定的，因此由于匝比不同占空比可大于0·5也可以小于0·5，但是匝比1:1占空比不大于0·5是比较优化的设计。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好，听课。
根据什么确定匝比，关系公式是怎么样的呢？ 
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 为了读贴方便，再次把贴上。
见上图，复位线圈在复位过程中会产生“反射电压” VR（互感关系，R = Reflect），此电压大小为：
VR = （Np/NR）* Vin
Np：励磁线圈匝数（primary coil）
NR：复位线圈匝数（Reset coil）
Vin：输入电压
仔细对照一下上图可以看出Np线圈上的电压与输入电压是串联关系，并且加在MOS管两端，因此MOS管承受的电压为Vin + VR。
根据伏秒平衡原理可得：
(1-Dmax) = (NR/Np) * Dmax
Dmax = 1/[1+(NR/Np)]
看分母中的 NR/Np，不同 NR/Np 比值可得到不同的Dmax值，当NR/Np = 1 时，DMAX = 0.5
但是不同的 Dmax 对电路有不同的影响， 究竟有什么影响呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上一楼提到复位线圈在复位过程中产生的“反射电压”为：
VR = （Np/NR）* Vin
Np：复位线圈的匝数
NR：励磁线圈的匝数
Vin：输入电压
所谓反射电压就是复位线圈产生的电压感应到励磁线圈上，而励磁线圈的总的承受的电压为 Vin + VR， 如果VR如果大了则MOS管承受的电压应力就大了，而 VR 与 Np 和 NR 匝比有关，从上述公式中可以知道 Np/NR 愈大则 VR 愈大，也就是说 NR 越小感应电压越高，复位线圈中的瞬时电流也越大，但是复位时间短了（电流大消磁快），线径需要比较粗。反之，复位线圈圈数多了，反射电压也低了，MOS管承受的电压也低了，线径可以细一点了，但复位时间长了。
综合考虑，通常取 Np = NR，这样加工线圈比较方便，占空比也因此为0.5， 总的性能折中下来比较好。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 以上所谈的正激，用了一个MOS管，又是正激，因此这样的拓扑就叫单管正激。相信各位常常听到这样的叫法，到此你应该对单管正激的工作原理有了基本的了解。单管正激通常用于100W-300W的电源。
这样的单管正激是不是很理想？不，问题很大，比如，做一个输出20A的单管正激，很明显，输出二极管的的功耗非常大，粗略估算，20A的二极管其正向压降可达1.8V，那么功耗差不多会有 20 * 1.8 = 36W，这二极管那个烫啊你手都摸不上去，如果你的外壳是塑料，用不了多久外壳变形啦，周围的元器件被烤烫了。
怎么办？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 加散热是一种方法，但属于比较消极的方法，因为这些热量仍然存在，换句话说，效率低的问题没有解决，只有提高效率才是更本之道。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 目前看来同步整流似乎是最有效的提高效率的方法。（对输出端整流而言）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Low VF 也没用，低压降的二极管无非就是肖特基二极管，在20A时压降也有0.5-0.6V，算算损耗也有10W左右，损耗太大了。而MOS管损耗大约为：0.2V * 20 4W。差距很大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个世界是对立的同一，有男就有女，有天就有地，有反激就有正激，有软开关就有硬开关，同样有同步整流就有非同步整流，估计90%的网友不知道还有非同步整流。那什么是同步整流呢？什么是非同步整流呢，看一下图立刻就可以明白了。
见图，左边是非同步整流，右边是同步整流，非同步整流就是最常见的的二极管整流，同步整流又称为有源整流（active rectification），一般通过有源器件进行控制的整流。
分析一下上面的图可知：
左图上面的开关是用MOS管代替开关的，无论MOS管处于怎样的状态都不会使电路失控，而右边的两个开关就需要掌握好时序，一旦两个开关同时接通MOS管立刻烧毁，因此一开一关需同步，上管接通必须下管是断开的，上管断开下管才能接通，而且这一开一关需要留有一定的余地，也就是说上管断开后稍微等待一段时间下管才能接通，这个时间差就称为死区时间。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 同步整流主要应用场合是低压大电流，同步整流解决了大电流的场合，那么正激还有什么问题要解决呢？
前面提到，复位线圈会在励磁线圈中产生感应电压，此电压称为反射电压，且与输入电压是串联的，其大小为 VR = Np/NR * Vin，
MOS管两端的电压为 Vmos = Vin + Np/NR * Vin，。
Vmos：MOS管两端电压
Np/NR：励磁线圈匝数
NR：复位线圈匝数
Vin：输入电压
如果励磁线圈和复位线圈的圈数相同则 Np/NR = 1，也就是说复位过程中MOS管要承受两倍的输入电压，如果输入电压比较高那对MOS管来说可不是什么好事。
怎么解决两倍电压问题呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD箝位，有源箝位我们暂且按下不表，先来看一下双管正激（Two-Switch Forward Converter）是怎么做到MOS管不再承受双倍的电压应力而的，请先认识一下双管正激的基本拓扑，各位请不要吝啬时间，花半分钟的时间默默记下双管正激的拓扑构成。
双管正激中，MOS承受的电压与输入电压相同，那是怎么做到的呢？且听下回分解。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好久没有更新了，这段时间太忙了，见谅。
其实双管正激原理相当简单，我们用示意图来表示如下：见图，双管正激总是两个MOS管同时导通和同时关闭。不难看出双管同时导通时MOS管承受的电压为电源电压，二极管 D1 和 D2此时是反向截止的。
两管同时关闭时，原边励磁线圈电压极性反转成下正上负（如果不能理解这一点则需要翻一下电磁学的书了），大小与输入电压相同。此时二极管D1和D2导通，MOS管承受的电压不会高于电源电压
如果这两个图看懂了，那么恭喜你双管正激的的原理你已掌握。
双管正激的不便之处在于两MOS的管驱动通常需要用采用驱动芯片。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的也没错，这句话其实我也想过，MOS导通后才不承受电压，导通需要一定的时间，在这过程中MOS可能承受最高电压为电源电压。这样说可能比较好。谢版主。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电感和变压器定义可是不同的哦，电感只有自感，变压器需要互感，变压器至少需两组线圈，电感只需一组线圈，因此这两者不可混用名称。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD 钳位是一种低效率的方法，但电路相当简单，而且占空比不再局限在小于 0.5，可以大于0.5，这是通过调整电阻的阻值来实现的，电阻阻值小了放电自然就快了。 RCD 钳位对于不在乎效率的场合不失为一种简单有效的方法。同时 RCD 钳位并不是单管正激所特有，其钳位原理和反激变换器的 RCD 钳位完全一样，比较一下两者的电路拓扑自然就明白，左边的是反激，右边的为正激，可以看出除了变压器的同名端不同外，其余完全一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有源钳位也是常用的钳位方法，我们先看看“有源钳位” 这四个字是什么意思？有源----有什么源？为何叫有源钳位？估计很少有人知道。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我们常常看到或听到 “主动PFC”， “被动PFC”，“有源滤波”，无源滤波等，名称叫得的很乱，其实这是翻译的问题，在英文里元器件就两种：Active 和 Passive。
Active 就是什么晶体管、集成电路之类的半导体器件，Passive 就是电阻电容电感什么的。所谓主动 PFC 就是用到了 晶体管或集成电路，“有源滤波”也一样。
所谓 “Active” 是指半导体器件，中文翻译常常翻译成“主动”、“有源”。Passive 中文常常翻译成“被动”、“无源”。实际指电阻电容电感。
因此，一看到有源就知道电路里一定用到了半导体器件，诸如三极管、继承电路等
一看无源必然是 电阻、电容、电感组成的电路。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这段时间因为买房子耗费了不少精力，帖子也没有及时更新，现在基本告一段落，今天起开始每日更新。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 单端正激最有效的钳位莫过于有源钳位，这有源钳位听上去很高大上的样子，实际电路并不复杂，一个MOS管一个电容而已，由于用到了有源器件（active）于是称为有源钳位，不过钳位电路本身虽不复杂但控制电路要求很高，我们以理解钳位原理为主，控制部分交给专门集成电路去做。
我们先来认识一下有源钳位的电路构成，有源钳位分两种：
1）Low Side Active Clamp， 如图：
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比较一下高位驱动钳位和低位驱动不难发现除了钳位电路连接点不同外，所用的MOS也不一样，一个是P-MOS，一个是N-MOS。
有源钳位目前应用很广，是最好的单端正激钳位方式，器好处主要表现在：
1）MOS管的电压应力小
2）零电压切换
3）EMI小
4）占空比可做到大于50%
5）损耗小
顺便说有源钳位电路不但可以用在正激上，同样可以应用在反激电源的钳位。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是副边整流的时候用全波或者全桥整流，这样既是正激也是反激了
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我还是不太理解为何这样就是正反激了。一般来说正激或反激是以同名端+付边导通情况判断，全波整流或桥式整理能量并不反弹，因此我觉得不应该称为反激。
对于单端正激来说，变压器需要复位就是因为有了反激（flyback）的能量，而这与整流无关。
不知你怎么看？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢。以前也没注意到这种拓扑，称其为正-反激实际还是看变压器的同名端，当然与二极管连接方式有关系，上面一组是正激，下面一组线圈是反激。这个还需要学习研究。
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1） 高端驱动
2）低端驱动
低端有源钳位由于必须使用P-MOS管，因此 gate 的驱动电压必须为负，借助于专用IC，这个负电压的问题就很好解决了。
有源钳位内容有点多，我们先搁置一下，稍后再轮转回来继续。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD 钳位占空比可以大于0.5，但太大会导致效率更低。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的，说的没错，虽然RCD钳位可以做到占空比大于0.5，实际还要看是否需要。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 小知识：有源的称为器件，比如三极管、二极管、集成电路等，无源的称为元件，比如电阻电容电感等。故有半导体器件厂，无线电元件厂之分。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 原来器件和元件是这样区分的，一直都是乱叫，统称零件 
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没错，Synchronous Rectification。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有牛人用MOS管代替二极管弄出了所谓的同步整流，见下图，效率大大提高。可惜了我怎么想不出来，不过想想也就释然了，因为我不是牛人，我们把牛人的思路搞清了也就站在了牛人的肩膀上了。
同步整流更常见的画法如下：
为何称为同步整流？什么和什么同步？同步整流怎么就效率高了呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 提高效率的原因159楼不是说了吗  ，降低导通电阻。
同步应该是MOS的栅极电压跟被整流电压的相位同步。
怎么同步？我等着听课
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 小数点点错了，是36W，36W可不仅仅是烫手的问题了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问一下这个反射电压是不是复位绕组上的电压折算到初级绕组上的？为什么不是Vr*(Np/Nr)=Vin? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 刚看到您的跟帖故未及时回复见谅。
关于您说的“这个反射电压是不是复位绕组上的电压折算到初级绕组上的”， 回答是“No”。初级绕组在导通期间对磁芯进行了励磁，而此励磁电流是单向的因此主绕组断开后在磁芯中有了多余的磁能，该磁能于是通过复位绕组释放从而在复位绕组上产生了感应电压，而非复位绕组电压折算到初级绕组上。
换种思路可以这样理解，主绕组导通时，原边和付边的关系是 VS = Ns/Np * Vin，这付边的电压是因为原边的绕组对磁芯励磁而产生的，同样当原边断开后，其磁芯中的能量会在复位绕组中感应电压。
关于公示，你写的公式是对的，即： Vr*(Np/Nr)=Vin，或者写成 Vr = （Nr/Np）* Vin， 156楼中我引用的资料上的公式 VR = （Np/NR）* Vin，经你的提示后仔细考虑后发现是错的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 你好，请问，1、为什么滤波电感不需要磁复位？2、还有反激为什么不能类似正激在输出加个电感？如果只是加个滤波电感又会什么样？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、为什么滤波电感不需要磁复位？
需要磁复位的是变压器并且是硬开关，而滤波电感的磁场并不在磁芯中积累，磁场强度和电流大小成正比，电流为零则磁场强度为零，没有剩余的磁场能量因此也不需要复位。
2、还有反激为什么不能类似正激在输出加个电感？如果只是加个滤波电感又会什么样？
正激的电感是储能元件，而反激也有储能电感（变压器），反激能不能在输出端加个滤波电感能？当然也能。但是反激的特点是反应快，加了滤波电感后，滤波电感和滤波电容组成二价滤波系统，把这个反映快的优点抹掉了。事实上有很多反激在输出端是有滤波电感的，比如：
通常这个电感的电感量不能取得太大，否则输出电压的稳定性会受很大影响。
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| | | | | | | 这个buck-boost的Q1带着续流二极管会不会有问他啊，不会给电源充电？
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| | | | | | | | | 原来那张图的输出二极管的方向有点问题，那张图是哪里找来的也不知道了。重新修改了原图并进行了更换，为了容易说明问题再贴如下：
Buck-Boost变换器的工作其实是分两步进行的，
1）MOS管导通对电感充电，电感两端电压为上正下负和供电电源一致。此时D1截止。
2）MOS 关断，此时电感两端电压变为上负下正（楞次定律），MOS管的体二极管是反偏的，不导通，而D1则导通。
因此电感不会对电源充电的。
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| | | | | 小学生搬板凳来听课啦，听楼主讲课比看书有趣多了，给楼主和大师们赞一个！  |
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| | | | | | | 谢谢。
看书很烦的，一本书能坚持看完看懂很不容易的，我也是很少有书能从头看到尾的。
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| | | | | | | | | 楼主我从办公室里看到的，收藏了回家继续看，楼主啥时候更新啊。
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| | | | | | | | | | | 每天更新，有问题尽管提啊，我说不清的也没关系，论坛里高手如云。
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| | | | | | | | | 好书不烦，而且越看心里越舒服，书写的不好就出来丢人了，也不去买这种书，真遇到这种书心里就骂作者，狗日的出来丢人现眼。 |
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| | | | | | | | | | | 好书也是越看越烦啊，除非看小说。小说看了会入迷，这技术书不会入迷。
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| | | | | | | | | 那是因为书的可读性太差，全是为了凑文字，全篇大部分都是堆出来的。 |
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| | | | | | | | | | | 这个说得有点道理，你看大部分的书的页数都差不多，很多内容都是凑页数。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 对初学者来说太有用了。还想听听DC-DC反激压器的计算，现在网上找的资料千差万别的什么样的计算公式都有，但都没有讲得很明白透彻。希望大师能详细讲解一番，好让我 这个初学者学习下。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一直听课中，楼主用简单的说法就把拓扑讲的通俗易懂。后面把同步整流，EMC都说一下
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于反激计算因为论坛里已经有很多帖子，这里就没有太多的深入，后面应该会继续反激的内容。
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| | | | | 楼主这样讲解，确实很容易接受和吸收，比书本效果好！学习！ |
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| | | | | | | 多谢鼓励，此贴如能给初学者带来一点收获那是发此贴最大的愿望。 |
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| | | | | | | 那个帖子看过，几位提出的建议都是不错的，你先按别人的建议试试，有问题我们再讨论。
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| | | | | | | | | 恩恩，好的，是不是高电压的BUCK，用隔离的比较好点？
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| | | | | | | | | | | 为什么公司里的产品变压器的是感量与理论计算的差别很大？
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| | | | | | | | | | | 隔离的Buck就成为正激，处理高输入电压会相对容易一些。
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| | | | | 有三种拓扑各位一定听到过：
1）推挽式 （PUSH/PULL）
2）半桥 （HALF BRIDGE）
3）全桥 （FULL BRIDGE）
其实这三种拓扑都有一个相同的拓扑名称： 对称变换器
什么是对称变换器？顾名思义对称一定是偶数，变化器中什么东西为偶数才能称得上对称呢？毫无疑问是开关（switch），电源中用什么东西做开关？不用说也知道MOS管。因此这种变换器中MOS管一定是对称使用的，或者数量一定是偶数的。
我们先来熟悉一下第一种：推挽式变换器，也称推拉式变换器，如图所示：
图中的T1及T2为开关，实际电路中为MOS管。
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| | | | | | | 推挽式变换器实际是两个正激变换器的组合，副边的频率是原边的两倍，因此滤波电感电容可用得较小，输入输出符合变压器原理，副边的输出电压为：
Vout = 2Vin * D* Ns/Np
Vin：输入电压
D： 占空比
Ns： 副边绕组匝数
Np：原边绕组匝数
通常推挽式变换器通常用在低输入电压的场合，由于变压器绕组电流为两个方向分别导通因此无需复位电路，磁芯的利用率很高，损耗较小。
换一种画法可能会更容易看出推挽式变换器的结构，如图：
推挽式变换器通常采用专用IC来完成控制，比如LM5030等，下图是LM5030应用实例的简化图，可帮助理解。
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| | | | | | | | | 半桥 （Half Bridge）--- 一个常用的拓扑
何为半桥？顾名思义就是半个桥啦。如图，Q1 和 Q2 为桥的一边，桥的那端没有东西了，好吧，弄两个电容搁在那里权且支撑一下，于是半桥的名称由此诞生。
各位，先花半分钟看一下图，看看半桥两个MOS管、两个电容和变压器是怎么连接的。
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| | | | | | | | | | | 半桥也是很厉害的一种拓扑，做个500W电源全不在话下，做个1000W也是拿得起放得下。
半桥拓扑其实就是基于变压器隔离的正激拓扑，既然是变压器毫无疑问其输入输出的关系符合变压器原理，从图中可以看出当C3 = C4时，C3和C4的节点为输入电源的一般，如图所示，当Q1导通时，加在变压器原边的电压为 C3 上的电压，即输入电压的一半。因此对半桥来说，MOS管的电压应力较小。
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| | | | | | | | | | | | | 半桥虽然很厉害的样子，但也是有很大的缺陷的，由于变压器的电压仅为输入电压的一半，在相同的输出功率情况下很，明显输入电流会增大一倍，MOS管的功耗明显上升，因此效率会打折扣。因此半桥比较适合高输入电压的应用。
注意图中的CB为隔直电容，防止直流电流流过磁芯。
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| | | | | | | | | | | | | | | 迄今为止我们以认识了不少拓扑形式，但是这些拓扑都有一些难以克服的问题，主要表现在：
1）工作频率低致磁芯体积大磁芯损耗高
2）开关损耗大，整体效率低
3）硬开关导致EMI噪声高
4）散热器体积大
5）整机体积大
其实也没有什么好办法来改善这些拓扑的效率、体积及EMI的问题，于是经过不懈的努力谐振拓扑出现了（说的好像是我发明一样的）。
谐振拓扑（RESONANT TOPOLOGIES）主要由以下三种：
• 串联谐振变换器（Series Resonant Converter），简称SR或SRC
• 并联谐振变换器（Parallel Resonant Converter），简称PR或PRC
• LLC谐振变换器（LLC resonant converter），简称LLC
LLC比串联谐振和并联谐振强多了。串联谐振和并联谐振最大的问题是不适合宽电压输入和宽范围负载。而LLC厉害多了，主要表现在：
1）宽电压输入范围内最大限度的减小开关损耗
2）高电压输入时最小化循环能量损耗
3）最小化MOS管开关损耗（零电压时开即所谓的ZVS，及最小电流时关）
因此我们有什么理由不掌握LLC拓扑呢？精通了LLC拓扑便是达到了武功的最高境界、便可以傲视群雄、因此，各位，要知道LLC如何厉害且听下回分解。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 说的非常对，实际上到现在为止讨论的都仅仅是入门而已，离精通还差得远了，计划是先把各种拓扑过一遍然后再仔细讨论几种拓扑，LLC肯定是重点，反激也应该列为重点，毕竟反激的应用是最多的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我们先来认识一下串联谐振（SRC）是什么样的，既然称为谐振那就一定少不了电容和电感，如图所示，电容 CR 和电感 LR 组成谐振腔（Resonant Tank），与变压器的原边串联于是形成了串联谐振变换器。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这LC谐振腔有什么用？很神奇的，站着进来躺着出去，方波进来正弦波出去，看看下面这张图就明白了。
这串联谐振好虽好但不适合做宽输入电压宽负载变化。这图中的环流能量是什么？这是在LC中来回跑的电流，像无用功一样，但实际上是有损耗的。随着负载变化或输入电压变化这个环流也在变，目前无法改善。呵呵，机会来啦，各位，看看谁有本事搞个什么简单的电路能把这几个问题解决掉，那真大师的称号非你莫属了。
那么并联谐振的电路是怎么样的呢？看看下面的图，其实和串联谐振没什么太大的区别，看一眼就够了，只看一眼，不要一眼都不看哦，以后见到能认识就可以了。其存在的问题和串联谐振一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | LLC Converter
掌握了LLC变换器则是达到了武功的最高境界。LLC太厉害了完全没有串联和并联谐振的缺陷，LLC有多厉害？举例如下：
1）窄频 （开关频率范围），即使在轻载甚至空载仍然保持开关频率基本不变。
2）宽输入电压
3) 宽负载范围
4）大功率（KW级）
5）低EMI
6）高频（100KHz以上），因此整机体积小
7）。。。。请各位添加
LLC有两个谐振腔，如下图所示，
谐振腔 1 （LR 和 CR）
谐振腔 2 （LR、CR、LM）
谐振腔 1 的谐振频率为：
谐振腔 2 的谐振频率为：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 半桥LLC拓扑我们先混个眼熟，暂时按下不表，需要另外开个帖子，否则感觉会很乱，一个帖子太长看起来也不舒服，望各位理解。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | LLC本质上是变压器，就像工频变压器副边也不需要储能电感一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | LZ，我怎么感觉LLC跟前面说的串联谐振电路是一样的，串联谐振也可以有两个谐振腔啊。
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| | | | | | | | | | | | | | | 全桥（Full Bridge Converter）
我们先来看张图全桥的拓扑图，如下：
从图中不难看出全桥由4个MOS管组成，看上去有点像H，因此全桥也成为H桥。
全桥实际上是“变压器隔离的Buck变换器”。全桥的基本工作方式是对角线上的MOS管轮流导通，比如 Q1 和 Q2 导通，Q3 和 Q4截止，然后Q1 和Q2截止，Q3 和Q4 导通。这样就在变压器原边线圈上产生了脉动交流电。
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| | | | | | | | | | | | | | | 全桥（Full Bridge Converter）
我们先来看张图全桥的拓扑图，如下：
从图中不难看出全桥由4个MOS管组成，看上去有点像H，因此全桥也成为H桥。
全桥实际上是“变压器隔离的Buck变换器”。全桥的基本工作方式是对角线上的MOS管轮流导通，比如 Q1 和 Q2 导通，Q3 和 Q4截止，然后Q1 和Q2截止，Q3 和Q4 导通。这样就在变压器原边线圈上产生了脉动交流电。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看过那个帖子，你说的门极100V电压从何而来实在是没什么思路，而且你的门极是怎么驱动的都没有看出来。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是滞后臂两管驱动，超前臂是一样的（说明一下，钳位二极管是现在刚加的，以前没有）输入信号是3875直接产生的。驱动测试没有问题。变换器用调压器调输入，空载至满载均可以正常工作。380v直接启动不行。附上启动时序图。
黄色为三相输入电，绿色为输入电容充电，蓝色为继电器动作三极管BE两级电压，红色为3875软启动引脚SS端波形。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 研究了两天仍然不得要领，真的是很抱歉了，只能帮你呼吁一下请各位高手出面相助。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 本人郑重声明：
本人的这个帖子没有一句话是从什么书上复制粘贴过来，帖子中引用了大量的插图那是为了简化问题的说明，图是从各种资料中截下来的，否则需要自己画那是万万画不出来的，一张图可以顶100句话，如果用文字表述而没有图鬼才知道在说什么。
各位如有发现本帖是靠复制粘贴盖楼的请立刻指出，本人会在第一时间将帖子内容全部删除，呵呵，什么是“第一时间”？那是官话，学来的。
当然本人也没有那么高的学识能凭空写出这么多的内容，一定是参考了很多的资料，消化了资料或什么书中的内容而写。
参赛那是为了激励自我学习也是为了和大家一起学习、交流，如果觉得本帖看上去像抄书或者像复制粘贴那很高兴，说明帖子有一定的含金量以致被认为是抄书、复制、粘贴而成。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 支持。
我觉得即使是也没有什么可耻的。最重要的是大家能一起学到东西。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 之所以发表声明是因为这个帖子
【年关福利】开“源”计划·第八期原创DIY电源技术经验分享大赛
的69楼有网友说 “ 拿本书一节一节贴上去刷楼层，也算比赛吗？还延期，是还没贴完书是吧。。。。。。这样公平何在。。。”
然后本人把所有的参赛帖都浏览了一遍，最后锁定本人就是帖中被指责的那人，呵呵，对号入座了。
因此需要声明本帖并非“ 拿本书一节一节贴上去刷楼层”，而是参考了大量的资料，没有书的，资料均来自网上。
比如：关于MC34063的拓扑认知是从datasheet中截取的图片然后加以说明。
再比如：107楼 关于 Buck - Boost 衍生出 flyback 的是源于这份资料：
The Flyback Converter-Lecture notes.pdf
(139.55 KB, 下载次数: 146)
各位可下载看看。
因此说拿本书一节节贴上去的说法是不对的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就好比论文，最后都会有参照文献，因此参考别的文献但只要转化成自己的语言，是自己的想法说出来的，就是原创。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 自己的理解，那就是自己创的，就是原创。我从头看到尾，看的很爽，支持总工。 
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 其实，把这个拓扑简称为全桥是不妥的，全桥拓扑实际上有两种，1）移相全桥，如上图所示，2）全桥LLC，（ LLC有半桥和全桥两种 ）。我们来简单比较一下移相全桥和 全桥LLC拓扑的的差异：
1）移相全桥
2）全桥LLC
可以看出两者的差异非常小，全桥LLC仅多了一个电容而已，但性能之差异不可同日而语。
关于移相全桥涉及一个概念： 相位差。我们常见的比较相位差都是正弦波，而在移相全桥中其比较的相位是矩形波，矩形波又如何比较相位差呢？
我们来看 Vikipedia上关于相位差的一种定义：
Phase can also be an expression of relative displacement between two corresponding features (for example, peaks or zero crossings) of two waveforms having the same frequency。
也就是说相位差还可以定义为两相同频率的波形的起点或顶点位置的相对距离。
移相为了什么？调节输出电压。我们来看一个动画直观理解移相及两波形的相位差：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 解释的很好，相位差即移相角，移相角越大，共同导通就越少，即占空比变小，传输副边能量小。
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| | | | | | | | | | | | | 当Q1导通时，加在变压器原边的电压应该为 C4 上的电压.
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